引言
近年來，SPWM逆變器已經在許多交流電能調節(jié)系統(tǒng)中得到廣泛應用，相對于半橋而言，全橋逆變器的開關電流減小了一半，因而更適合于大功率場合。在 SPWM全橋逆變器中，為實現輸入輸出之間的電氣隔離和得到合適的輸出電壓幅值，一般在輸出端接有基頻交流變壓器。而在輸出變壓器中，由于各種原因引起的直流偏磁問題致使鐵心飽和，從而加大了變壓器的損耗，降低了效率，甚至會引起逆變器顛覆，嚴重影響了SPWM全橋逆變器的正常運行，必須采取措施加以解決。
隨著高頻開關器件的發(fā)展，模擬瞬時值反饋控制使SPWM逆變器獲得了優(yōu)良的動態(tài)響應特性和較小的諧波畸變率。但模擬控制存在著分散性大、溫度漂移及器件老化等不利因素，因而給設備調試及維護造成許多困難。數字控制克服了模擬控制的上述缺點，并具有硬件簡單、調試方便、可靠性高的優(yōu)勢，因而引起了高度的重視。 本文在對SPWM全橋逆變器中輸出變壓器直流偏磁機理分析的基礎上，提出了一種數字PI控制方案，通過采樣輸出變壓器原方電流來調整觸發(fā)脈沖寬度。該方案利用DSP芯片TMS320F240在一臺全數字化6kW、400Hz中頻逆變電源上得以實現，實驗結果表明所提出的方案較好地抑制了輸出變壓器的直流偏磁。
直流偏磁
DSP控制的SPWM全橋逆變器如圖1所示。直流偏磁是指由于輸出變壓器原邊電壓正負波形不對稱，引起變壓器鐵心工作磁滯回線中心點偏離零點，從而造成磁工作狀態(tài)不對稱的現象。變壓器工作時，磁感應強度B的變化率為B=dt(1)
勵磁電流Iμ的變化率為Iμ=dt(2)
圖1DSP控制的SPWM全橋逆變器
圖2無直流偏磁時波形圖
(a)SPWM波形(b)磁感應強度B
圖3有正直流偏磁時波形圖
式中：U1——變壓器原邊電壓;
N1——變壓器原邊繞組匝數;
Ae——變壓器鐵心截面積;
Lo——變壓器鐵心磁路長度;
μ0——空氣磁導率;
μr——變壓器鐵心相對磁導率。
如圖2所示，在SPWM全橋逆變器中，若輸出變壓器原邊電壓正負半周波形對稱，正負半波伏秒積相等，鐵心磁工作點將以原點為中心沿著磁滯回線對稱地往復運動。反之，若輸出變壓器原邊電壓正負波形不對稱，正負半波伏秒積不等，則使正負半波磁感應強度幅值不同，磁工作區(qū)域將偏向第一或第三象限，即形成直流偏磁如圖3所示。
造成原邊電壓正負波形不對稱的原因，主要有以下幾個方面：
1)由于主電路中功率開關管導通時飽和壓降不同，使得加在變壓器原邊的電壓正負波形幅值不等;
2)由于控制系統(tǒng)中正弦調制波或三角載波存在直流分量;或是由于四路脈沖分配及死區(qū)形成電路不對稱;或是由于采用波形校正技術來對脈寬進行動態(tài)調節(jié);或是由于主電路中功率開關管關斷時的存儲時間不一致;使得加在變壓器原邊的電壓正負波形脈寬不等; 3)由于SPWM逆變器在短路保護或關機時采用驅動脈沖瞬時封鎖法，工作周期不完整，導致變壓器鐵心的剩磁過高，使得變壓器鐵心的磁工作區(qū)域偏離零點。
由上述分析可知，在SPWM全橋逆變器中必然存在著直流偏磁。如前所述，直流偏磁會導致鐵心飽和，不僅加大了變壓器的損耗，降低了效率，增大了噪聲;而且使兩路功率開關管中的電流不平衡，降低了管子的有效利用率。如果偏磁繼續(xù)積累，鐵心進入深度飽和，磁工作點進入非線性區(qū)，變壓器鐵心相對導磁率 μr將迅速減小。由式(2)可見，這將導致勵磁電流Iμ迅速增大，甚至會引起逆變顛覆，使功率開關管因過流而損壞，嚴重影響了SPWM全橋逆變器的正常運行，因此必須采取措施加以解決。
