提到移相控制的全橋PWM變換器，電源工程師絕不會陌生。它是最常用的中大功率DC/DC變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一。移相PWM控制方式其實是利用開關(guān)管的結(jié)電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯(lián)電感作為諧振元件，使開關(guān)管能進(jìn)行零電壓開通和關(guān)斷，從而有效地降低了電路的開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，減少了器件開關(guān)過程中產(chǎn)生的電磁干擾，為變換器提高開關(guān)頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質(zhì)量提供了良好的條件。然而，傳統(tǒng)的移相全橋變換器的輸出整流二極管存在反向恢復(fù)過程，會引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓，需增加阻容吸收回路進(jìn)行抑制。本文就將采取實例的形式，設(shè)計一臺 280 W移相全橋軟開關(guān)DC/DC變換器，該變換器輸入電壓為194～310 V，輸出電壓為76V。
主電路拓?fù)浼肮ぷ鬟^程分析
本設(shè)計所采用的主電路拓?fù)淙鐖D1所示。其中VQ1～VQ4為4個開關(guān)管，VD1～VD4分別是4個開關(guān)管的寄生二極管，C1～C4分別為4個開關(guān)管的結(jié)電容和外接電容，VQ5和VQ6是2個箝位二極管，Lr是諧振電感，VDR1和VDR5為輸出整流二極管，CDR1和CDR2為輸出整流二極管的等效并聯(lián)電容。VQ1和VQ3組成超前橋臂，VQ2和VQ4組成滯后橋臂，每個橋臂的2個開關(guān)管互補180°導(dǎo)通，2個橋臂的導(dǎo)通角相差1個相位。即移相角，通過調(diào)節(jié)該相位就可以調(diào)節(jié)輸出電壓。這種拓?fù)渫ㄟ^增加2個箝位二極管VQ5、VQ6來消除次級整流管反向恢復(fù)引起的電壓振蕩，減小了次級整流管的電壓應(yīng)力，并且箝位二極管VQ5、VQ6，在一個周期里分別只導(dǎo)通一次，減小了二極管VQ5，VQ6的電流損耗，提高了變換器的效率。圖2為變換器的工作波形，其中，iLr為Lr上的電流，ip為變壓器原邊電流，UAB為A、B兩點電壓差，iD5為VD5的電流，iD6為VD6的電流。
圖2中，在一個開關(guān)周期中，該變換器有16種開關(guān)狀態(tài)，這里只分析前8種狀態(tài)。在分析前，先作如下假設(shè)：除輸出整流二極管外，所有開關(guān)管、二極管、電感和電容均為理想器件，變壓器的漏感很小，可以忽略不計，Lf>>Lr/K2(K是變壓器原副邊匝比)，輸出整流二極管等效為一個理想二極管和一只電容的并聯(lián)。
1、狀態(tài)1[t0，t1]：在t0時刻以前，VQ1，VQ4和VDRl導(dǎo)通。在t0時刻，VQ1關(guān)斷，諧振電感上的電流iLr對C1充電，對C2放電，由于有C1和C2，VQ1為零電壓關(guān)斷，VD5和VD6不導(dǎo)通。
2、狀態(tài)2[t1，t2]：t1時刻，C3的電壓降為O，VD3自然導(dǎo)通，此時可以零電壓開VQ3。CDR2繼續(xù)放電，iLr和變壓器原邊電流ip繼續(xù)下降。
3、狀態(tài)3[t2，t3]：t2時刻，CDR2完全放電，VDR2導(dǎo)通，2個整流二極管都導(dǎo)通，副邊短接，iLr和ip相等，處于自然續(xù)流狀態(tài)。
4、狀態(tài)4[t3，t4]：t3時刻，關(guān)斷VQ4，ip給C2放電，給C4充電，iLr和ip相等，一起線性下降，由于有C2和C4，VQ4是零電壓關(guān)斷。
5、狀態(tài)5[t4，t6]：t4時刻，VD2導(dǎo)通，VD2能夠零電壓開通。t5時刻，ip由正向過零，且向負(fù)方向增加，由于ip不足以提供負(fù)載電流，VDR1和VDR2仍然導(dǎo)通，Vin全部加在Lr上，iLr和ip同時線性負(fù)增長。
6、狀態(tài)6[t6，t7]：t6時刻，VDR1關(guān)斷，VDR2流過全部負(fù)載電流。Lr與CDR1諧振，給CDR1充電，iLr和ip繼續(xù)線性負(fù)增長。
7、狀態(tài)7[t7，t8]：t7時刻，Cdr1電壓上升到2Vm，VD6導(dǎo)通，將原邊電壓箝位在Vin，因此CDR1電壓被箝位在2Vin/K，到t8時刻，ip等于iLr，VD6關(guān)斷。
8、狀態(tài)8[t8，t9]：在此狀態(tài)中，原邊給負(fù)載提供能量，iLr和ip相等。
